http___radartutorial.de_08.transmitters_Darbe_20S_C4_B1k_C4_B1_C5_9Ft_C4_B1rma_20Y_C3_B6ntemi.tr.html_1.xml
1.1 2.1 3.1 4.1 5.1 6.1 6.2 6.3 6.4 6.5 7.1 7.2 7.3 7.4 8.1 9.1 9.2 9.3 9.4 9.5 9.6 9.7 9.8 9.9 10.1 10.2 10.3 10.4 11.1 12.1 13.1 14.1 15.1 16.1 17.1 17.2 17.3 17.4 18.1 18.2 18.3 19.1 19.2 20.1 20.2 20.3 21.1 21.2 21.3 22.1 23.1 24.1 24.2 24.3 25.1 26.1 27.1 28.1 29.1 30.1 31.1 32.1 32.2 33.1 34.1 35.1 36.1 37.1 38.1 39.1 40.1 41.1 42.1 42.2 43.1 43.2 44.1 44.2 45.1 46.1 46.2 47.1 48.1 49.1 49.2 49.3 49.4 49.5 50.1 50.2 50.3 51.1 52.1 52.2 52.3 52.4 52.5 52.6 53.1 53.2
Intrapulse Modulation and Pulse Compression Figure 1: Input and output signals of a pulse compression stage, the received signal in noise is hardly noticeable, so the pulse compression results in a clear echo signal. Figure 1: Input and output signals of a pulse compression stage, the received signal in noise is hardly noticeable, so the pulse compression results in a clear echo signal. Figure 1: Input and output signals of a pulse compression stage, the received signal in noise is hardly noticeable, so the pulse compression results in a clear echo signal. Intrapulse Modulation and Pulse Compression Pulse compression is a generic term that is used to describe a waveshaping process that is produced as a propagating waveform is modified by the electrical network properties of the transmission line. The pulse is internally modulated in phase or in frequency, which provides a method to further resolve targets which may have overlapping returns (so called Intrapulse Modulation). Pulse compression originated with the desire to amplify the transmitted impulse (peak) power by temporal compression. It is a method which combines the high energy of a long pulse width with the high resolution of a short pulse width. The pulse structure is shown in figure 1. Pulse radar sets of the older type require a high pulse power to achieve the desired range. At the same time the transmission pulse should be as short as possible, because this parameter affects the range resolution. These radars must are able to generate and radiate the total transmit power in just a few micro- or even nanoseconds. For this task have been developed powerful modulator and transmitter vacuum tubes. Figure 2: short pulse (blue) and a long pulse with intrapulsemodulation (green) In semiconductor technology made high-power transmitters (transmitter in solid-state technology) are not able to produce such high-power pulses due to their limited dielectric strength and its limited working temperature. To radiate the same transmission energy, the transmitting pulse of this radar must therefore be much longer. In order to improve range resolution of a radar pulse having a relatively large transmitting pulse duration, the pulse is modulated internally. Since each part of the pulse has unique frequency, these returns can be completely separated and integrated into a shorter single output pulse. The echo signal is therefore compressed in its pulse duration in special filters. The procedure for this is called pulse compression. Now it is possible to perform a localization within the transmitted and now received pulse. In pulse compression, the energetic advantages of very long pulses with the benefits of very short pulses are combined. Through the necessary modulation self-oscillating channels can not perform this procedure. The noise in the receiver is always broadband with a random distribution. The frequency synchronous amount of the received noise is rather low compared to the echo signal. The amount of noise is greatly reduced by the pulse compression filter therefore. Thus, by the pulse compression can be achieved even then an output signal when the input signal is smaller than the noise floor and would be lost for a simple diode demodulation. This modulation or coding can be either - FM (frequency modulation) - linear (chirp radar) or - non-linear, - time-frequency-coded waveform (e.g. Costas code) or - PM (phase modulation). Now the receiver is able to separate targets with overlapping of noise. The received echo is processed in the receiver by the compression filter. The compression filter readjusts the relative phases of the frequency components so that a narrow or compressed pulse is again produced. The radar therefore obtains a better maximum range than it is expected because of the conventional radar equation. The ability of the receiver to improve the range resolution over that of the conventional system is called the pulse compression ratio (PCR). For example a pulse compression ratio of 50:1 means that the system range resolution is reduced by 1/50 of the conventional system. The pulse compression ratio can be expressed as the ratio of the range resolution of an unmodulated pulse of length t to that of the modulated pulse of the same length and bandwidth B. This term is described as time-bandwidth product of the modulated pulse and is equal to the Pulse Compression Gain, PCG, as the gain in SNR relative to an unmodulated pulse. Alternatively, the factor of improvement is given the symbol PCR, which can be used as a number in the range resolution equation, which now achieves: The compression ratio is equal to the number of sub pulses in the waveform, i.e., the number of elements in the code. The range resolution is therefore proportional to the time duration of one element of the code. The radar maximum range is increased by the fourth root of PCR. The minimum range is not improved by the process. The full pulse width still applies to the transmission, which requires the duplexer to remained aligned to the transmitter throughout the pulse. Therefore Rmin is unaffected. Table 1: Advantages and disadvantages of the pulse compression Pulse compression with linear FM waveform At this pulse compression method the transmitting pulse has a linear FM waveform. This has the advantage that the wiring still can relatively be kept simple. However, the linear frequency modulation has the disadvantage that jamming signals can be produced relatively easily by so-called “Sweeper”. The block diagram on the picture illustrates, in more detail, the principles of a pulse compression filter. a frequency component Figure 3: Block diagram (an animation as explanation of the mode of operation) a frequency component Figure 3: Block diagram a frequency component Figure 3: Block diagram (an animation as explanation of the mode of operation) The compression filter are simply dispersive delay lines with a delay, which is a linear function of the frequency. The compression filter allows the end of the pulse to „catch up” to the beginning, and produces a narrower output pulse with a higher amplitude. As an example of an application of the pulse compression with linear FM waveform can be mentioned the air defence radar AN/FPS-117 . Filters for linear FM pulse compression radars are now based on two main types. - Digital processing (following of the A/D- conversion). - Surface acoustic wave devices. (angularly) Figure 4: View of the time side lobes at an oscilloscope (upper figure) and at B-scope (angularly) Figure 4: View of the time side lobes at an oscilloscope (upper figure) and at B-scope Time-Side-Lobes The output of the compression filter consists of the compressed pulse accompanied by responses at other times (i.e., at other ranges), called time or range sidelobes. The figure shows a view of the compressed pulse of a chirp radar at an oscilloscope and at a ppi-scope sector. Amplitude weighting of the output signals may be used to reduce the time sidelobes to an acceptable level. Weighting on reception only results a filter „mismatch” and some loss of signal to noise ratio. The sidelobe levels are an important parameter when specifying a pulse compression radar. The application of weighting functions can reduce time sidelobes to the order of 30 db's. Pulse compression with non-linear FM waveform The non-linear FM waveform has several distinct advantages. The non-linear FM waveform requires no amplitude weighting for time-sidelobe suppression since the FM modulation of the waveform is designed to provide the desired amplitude spectrum, i.e., low sidelobe levels of the compressed pulse can be achieved without using amplitude weighting. Phase-Coded Pulse Compression Figure 8: diagram of a phase-coded pulse compression Phase-coded waveforms differ from FM waveforms in that the long pulse is sub-divided into a number of shorter sub pulses. Generally, each sub pulse corresponds with a range bin. The sub pulses are of equal time duration; each is transmitted with a particular phase. The phase of each sub-pulse is selected in accordance with a phase code. The most widely used type of phase coding is binary coding. The binary code consists of a sequence of either +1 and -1. The phase of the transmitted signal alternates between 0 and 180° in accordance with the sequence of elements, in the phase code, as shown on the figure. Since the transmitted frequency is usually not a multiple of the reciprocal of the sub pulsewidth, the coded signal is generally discontinuous at the phase-reversal points. Table: Barker Codes The selection of the so called random 0, π phases is in fact critical. A special class of binary codes is the optimum, or Barker, codes. They are optimum in the sense that they provide low sidelobes, which are all of equal magnitude. Only a small number of these optimum codes exist. They are shown on the beside table. A computer based study searched for Barker codes up to 6000, and obtained only 13 as the maximum value. It will be noted that there are none greater than 13 which implies a maximum compression ratio of 13, which is rather low. The sidelobe level is -22.3 db.
1.1 2.1 3.1 4.1 5.1 6.1 7.1 8.1 9.1 10.1 11.1 12.1 13.1 14.1 15.1 16.1 17.1 18.1 19.1 20.1 21.1 22.1 23.1 24.1 25.1 26.1 27.1 28.1 29.1 30.1 31.1 32.1 33.1 34.1 35.1 36.1 37.1 38.1 39.1 40.1 41.1 42.1 43.1 44.1 45.1 46.1 47.1 48.1 49.1 50.1 51.1 52.1 53.1
Darbe Sıkıştırma Yöntemi Resim 1: Bir darbe sıkıştırma katının giriş ve çıkış sinyalleri Resim 1: Bir darbe sıkıştırma katının giriş ve çıkış sinyalleri Darbe Sıkıştırma Yöntemi Gönderilen darbelerin zamana bağlı modülasyonuyla daha fazla veri taşınmasına imkân sağlayan bu dalga biçimleme yöntemi bazen „intra-darbe modülasyon” olarak ta adlandırılmaktadır. Darbe sıkıştırma yöntemi; uzun süreli darbelerde, darbe süresi ile tepe gücü çarpımı ile tayin edilen enerji miktarının daha fazla gönderilebilmesi üstünlüğü ile çok kısa süreli darbelerin daha iyi olan menzil çözünürlük yeteneği üstünlüğünü bir arada kullanır. Nispeten daha uzun darbe süresine sahip bir darbe radarının darbeleri modüle edilerek gönderilir. Bu darbelerin dönen yankılarında, örneğin bir frekans karşılaştırması yapılabilir ve bu sayede darbe içi süresinde hedeflerin yerleri belirlenebilir. Resim 2: Klasik kısa bir gönderim darbesi (mavi renkli) ve darbe-içi modülasyonlu uzun bir gönderim darbesi (yeşil renkli) Resim 2: Klasik kısa bir gönderim darbesi (mavi renkli) ve darbe-içi modülasyonlu uzun bir gönderim darbesi (yeşil renkli) Darbe sıkıştırma yönteminde kullanılan modülasyonlar şunlardır: - FM doğrusal frekans modülasyonu (chirp radar), - FM doğrusal olmayan frekans modülasyonu ve - PM kodlanmış darbe-faz modülasyonu. Gürültü daima geniş bantlıdır ve gürültü darbeleri istatistiksel bir dağılım gösterir. Gürültünün frekans-eşzamanlı bileşeni (keza, modüle edilmiş alınan sinyalde olduğu gibi, aynı darbede içindeki gürültü) yansıma sinyaline kıyasla küçüktür. Bu nedenle giriş gürültü bölümü süzgeçte zayıflar. Eğer, giriş sinyali, başından itibaren girişte gürültüye boğulmuş ve basit bir demodülasyon imkânı kalmamışsa bile bir çıkış sinyali almak mümkün olabilir. Böylece modüle edilmemiş darbeye kıyasla daha fazla bir kazanç elde edilebilir. Gönderilen darbelerin (keza tek tek ayrık alt darbelere bölünmemiş) bir doğrusal modülasyonu için B bant genişliği darbe süresi t ya oranla çok daha belirleyicidir. Daha öte hesaplamalar için menzil çözünürlüğü oranından türetilen Zaman-Bant Genişliği-Çarpımı (Time-Bandwidth-Product) yürütülür: Darbe sıkıştırma yöntemi sayesinde; oldukça daha az bir tepe gücüne sahip, nispeten daha uzun süreli bir darbe ile daha iyi bir menzil çözünürlüğü ve radar denklemiyle hesaplanandan daha uzun bir menzil elde edilebilir. Radar denklemi göz önüne alındığında, basit bir demodülasyonla normal video sinyali elde etmeye yeten bir PE min gücünden, kullanılan zaman aralığı adedi katsayısı kadar daha küçük olan bir PE min gücünün kullanıldığı anlaşılır. Menzildeki bu iyileştirme Darbe Sıkıştırma Kazancı (Pulse Compression Gain, PCG) olarak adlandırılır. Menzildeki bu iyileşme miktarı pratikte PCG kazancının yaklaşık 4. dereceden kökü kadardır. Bununla beraber bu yöntemin asgari ölçme menzilinin oldukça kötüleşmesi gibi bir kaybı söz konusudur. Gönderici aktif olduğu sürece dubleks cihazı alıcıya anahtarlama yapmaz, alıcı kesildiğinden bu süre içinde herhangi bir sinyal alınamaz. Liste 1: Darbe sıkıştırma yönteminin üstünlükleri ve kayıpları Doğrusal frekans modülasyonlu darbe sıkıştırması Bu darbe sıkıştırma yöntemi ile gönderim darbesi doğrusal modüle edilir. Bu yöntemin bağlantılarının daha basit olması gibi bir avantajı vardır. Fakat doğrusal frekans modülasyonun dezavantajı, süpürücü („Sweeper”) adı verilen devre ile çok kolay gürültü üretebilmesidir. Gönderim darbelerinde mevcut frekanslardan beş adedini esas alan, aşağıda ki bağlantı örneğinde çalışma prensibi açıklanmıştır. Resim 3: Bir darbe sıkıştırma prensip şeması Resim 3: Bir darbe sıkıştırma prensip şeması Resim 3: Bir darbe sıkıştırma prensip şeması Gönderim darbesi, burada, bir zaman aralığı sayısı kadar varsayılan sabit frekansla bölünür. Her bir zaman aralığında ki frekansa tam olarak ayarlanmış süzgeçlerden gelen sinyaller, her bir frekans için ardışık (kaskad) bağlı geciktirici ve toplayıcı kademelerden gelerek toplanırlar ve çıkışta bir toplam sinyal oluştururlar. Doğrusal frekans modülasyonu RRP-117 radarında uygulanmaktadır. Modern tümleşik devre teknolojisi sayesinde devre maliyetlerini azaltmak mümkün olabilmektedir. Bu yöntem pratikte iki türlü gerçekleştirilebilir: Resim 4: Bir zaman yan lobunun osiloskopta ki ve radar ekranında ki görüntüsü - Bilgisayar kontrollü veri işlenmesiyle (A/D-dönüştürücü ile) - SAW- Süzgeç ile (Yüzey Akustik Dalga cihazları, „Surface Acoustic Wave devices”) Zaman-yan lobları Sıkıştırma süzgeci çıkışında, hedef darbesinde zamansal olarak kaymış (yani menzilde), tekrarlanan yansımalar da (mirror images) bulunur. Bunlar zaman-veya menzil-yan lobları olarak bilinir. Yanda ki grafik bu yansımaları, hem zamanın fonksiyonu olarak osiloskopta ve hem de menzilin fonksiyonu olarak radar ekranında göstermektedir. Hem zamansal aralıklar ve hem de genlik aralıkları sabit olduğundan, yan lobların sinyal genlikleri bir ağırlık dağılımıyla kabul edilebilir bir seviyeye düşürülebilir. Eğer bu genlik ağırlık dağılımı yalnızca alıcı hattında yapılırsa, bu sefer de süzgeçlerde uyumsuzluğa ve sinyal-gürültü-oranının azalmasına yol açar. Bu yan lobların büyüklüğü darbe sıkıştırma yöntemiyle çalışan radarlarda çok önemli bir parametredir Yan lobların büyüklüğü bu ağırlık dağılımı ile -30 dB lik bir değere kadar düşürülebilir. Doğrusal olmayan frekans modülasyonlu darbe sıkıştırması modülasyonlu olmayan Resim 5: Simetrik biçim Resim 7: Simetrisiz biçim Doğrusal olmayan darbe sıkıştırma yönteminin bariz avantajları vardır. Örneğin, mevcut zaman yan lobların bastırılması için herhangi bir genlik ağırlık dağılımına, bu modülasyonda gerekli genlik dağılımını zaten kendisi yerine getirdiğinden ötürü ayrıca bir işlem yapmaya da gerek kalmaz. Şimdi, büyüklüğü az, ama dik yan cephelere sahip zaman-yan loblarına rağmen, bundan böyle süzgeçle bir dengeleme yapmak mümkün olabilmektedir. Bu şekilde, genlik dağılımı ile ortaya çıkan sinyal-gürültü-oranında ki kayıplarda önlenmiş olur. Modülasyonun simetrik biçiminde, gönderim darbe süresinin ilk yarısınca çıkan (veya inen) bir frekans değişimi ve ikinci yarısınca inen (veya çıkan) bir frekans değişimi olur. Modülasyonun simetrisiz biçimi, simetrik biçiminin sadece ilk yarısının kullanıldığı halidir. Doğrusal olmayan frekans modülasyonunun dezavantajları: - bir karmaşık devre yapısı ve - her bir gönderim darbesinin, kurallara uyum sağlamak üzere aynı özelliklere, örneğin genlik ağırlık dağılımının bilinen fonksiyona sahip olması nedeniyle, bir karmaşık modülasyonun ortaya çıkması. Resim 6: Dalga Biçimleme Üreteci çıkışından alınan darbe-içi modülasyonlu simetrik gönderim darbesi (halen ara frekans değerinde) Resim 6: Dalga Biçimleme Üreteci çıkışından alınan darbe-içi modülasyonlu simetrik gönderim darbesi (halen ara frekans değerinde) Faz modülasyonu ile darbe sıkıştırması Resim 8: Faz kodlu gönderim darbeleri diyagramı Faz kodlanmış darbe biçimi, frekans modülasyonlu darbe biçiminden, uzun toplam darbenin aynı frekansta, fakat daha küçük alt-darbe (sub-impulse) biçimlerine bölünmesi ile ayrılır. Bu alt-darbeler, daima çözünebilen en küçük menzil olan bir menzil-hücresini (range-cell) temsil eder. Bu alt-darbeler aynı uzunluğa sahiptir ve alt darbelerin süresi içinde faz sabit kalır. Alt darbelerin arasında hızlı bir faz değişimi programlanabilir. Çoğu kez bu hızlı faz değişiklikleri sayısal olarak kodlanır. Sayısal kod bir dizi mantık durumundan meydana gelir. Bu kodlara bağlı olarak gönderim sinyalinin faz durumu 0 ile 180° arasında ayarlanır. Gösterilen ve aşırı basitleştirilmiş resmin aksine, gönderim frekansı anahtar darbenin mutlaka bir tam katı değildir. Kodlanmış gönderim frekansı faz dönüş noktalarında genel olarak ahenksiz anahtarlanır. Liste 2: Barker kod tablosu Aslında, 0/π-fazları denilen bu fazlardan uygun kodların seçimi çok kritiktir. Barker-kodlamasında bazı darbe adetleri ile optimal sonuçlar alınabilir. Bu optimal değerlerde beklenen yan lob seviyesi ölçülür. Yandaki tabloda sadece az sayıda optimal kod listelenmiştir. Bilgisayar destekli yapılan bir araştırmada sonucunda 6000 adede varan Barker kodunun incelenmesi sonucunda sadece 13 adedinin yan loblarda maksimum değere ulaştığı tespit edilmiştir. Sonuç olarak, bu 13 adet darbe sayısından daha fazlasının mümkün olmadığı görülmüştür. 13 kod darbe adedi keza ulaşılabilir en yüksek sıkıştırma oranı 13 ü temsil etmektedir! Bu gerçekten çok az bir değer olan -22.3 dB dir. Kaynak: „TeopeTичeckиe OcHoBы Paдиoлokaции” Пoд peдakциeй пpoфeccopa Я. Д. ШиpMaHa, © ИздaTeлbcTBo „CoBeTckoe Paдиo”, MockBa 1970