http___radartutorial.de_08.transmitters_Darbe_20S_C4_B1k_C4_B1_C5_9Ft_C4_B1rma_20Y_C3_B6ntemi.tr.html_2.xml
1.1 2.1 3.1 4.1 5.1 6.1 6.2 6.3 6.4 6.5 7.1 7.2 7.3 7.4 8.1 9.1 9.2 9.3 9.4 9.5 9.6 9.7 9.8 9.9 10.1 10.2 10.3 10.4 11.1 12.1 13.1 14.1 15.1 16.1 17.1 17.2 17.3 17.4 18.1 18.2 18.3 19.1 19.2 20.1 20.2 20.3 21.1 21.2 21.3 22.1 23.1 24.1 24.2 24.3 25.1 26.1 27.1 28.1 29.1 30.1 31.1 32.1 32.2 33.1 34.1 35.1 36.1 37.1 38.1 39.1 40.1 41.1 42.1 42.2 43.1 43.2 44.1 44.2 45.1 46.1 46.2 47.1 47.2 48.1 48.2 49.1 50.1 51.1 52.1 53.1 54.1 55.1 56.1 57.1 58.1 59.1 59.2 59.3 59.4 59.5 60.1 60.2 60.3 61.1 62.1 62.2 62.3 62.4 62.5 62.6 63.1 63.2
Intrapulse Modulation and Pulse Compression Figure 1: Input and output signals of a pulse compression stage, the received signal in noise is hardly noticeable, so the pulse compression results in a clear echo signal. Figure 1: Input and output signals of a pulse compression stage, the received signal in noise is hardly noticeable, so the pulse compression results in a clear echo signal. Figure 1: Input and output signals of a pulse compression stage, the received signal in noise is hardly noticeable, so the pulse compression results in a clear echo signal. Intrapulse Modulation and Pulse Compression Pulse compression is a generic term that is used to describe a wave-shaping process that is produced as a propagating waveform is modified by the electrical network properties of the transmission line. The pulse is internally modulated in phase or in frequency, which provides a method to further resolve targets which may have overlapping returns (so-called Intrapulse Modulation). Pulse compression originated with the desire to amplify the transmitted impulse (peak) power by temporal compression. It is a method which combines the high energy of a long pulse width with the high-resolution of a short pulse width. The pulse structure is shown in figure 1. Pulse radar sets of the older type require a high pulse power to achieve the desired range. At the same time the transmission pulse should be as short as possible, because this parameter affects the range resolution. These radars must are able to generate and radiate the total transmit power in just a few micro- or even nanoseconds. For this task have been developed powerful modulator and transmitter vacuum tubes. Figure 2: short pulse (blue) and a long pulse with intrapulsemodulation (green) In semiconductor technology made high-power transmitters (transmitter in solid-state technology) are not able to produce such high-power pulses due to their limited dielectric strength and its limited working temperature. To radiate the same transmission energy, the transmitting pulse of this radar must therefore be much longer. In order to improve range resolution of radar pulse having a relatively large transmitting pulse duration, the pulse is modulated internally. Since each part of the pulse has unique frequency, these returns can be completely separated and integrated into a shorter single output pulse. The echo signal is therefore compressed in its pulse duration in special filters. The procedure for this is called pulse compression. Now it is possible to perform a localization within the transmitted and now received pulse. In pulse compression, the energetic advantages of very long pulses with the benefits of very short pulses are combined. Through the necessary modulation self-oscillating channels cannot perform this procedure. The noise in the receiver is always broadband with a random distribution. The frequency synchronous amount of the received noise is rather low compared to the echo signal. The amount of noise is greatly reduced by the pulse compression filter therefore. Thus, by the pulse compression can be achieved even then an output signal when the input signal is smaller than the noise floor and would be lost for a simple diode demodulation. This modulation or coding can be either - FM (frequency modulation), so called FMOP (Frequency Modulation on Pulse), or chirp radar - linear or - non-linear, - time-frequency-coded waveform (e.g. Costas code) or - PM (phase modulation), so called PMOP (Phase Modulation on Pulse). Now the receiver is able to separate targets with overlapping of noise. The received echo is processed in the receiver by the compression filter. The compression filter readjusts the relative phases of the frequency components so that a narrow or compressed pulse is again produced. The radar therefore obtains a better maximum range than it is expected because of the conventional radar equation. The ability of the receiver to improve the range resolution over that of the conventional system is called the pulse compression ratio (PCR). For example a pulse compression ratio of 50:1 means that the system range resolution is reduced by 1/50 of the conventional system. The pulse compression ratio can be expressed as the ratio of the range resolution of an unmodulated pulse of length t to that of the modulated pulse of the same length and bandwidth B. This term is described as time-bandwidth product of the modulated pulse and is equal to the Pulse Compression Gain, PCG, as the gain in SNR relative to an unmodulated pulse. Alternatively, the factor of improvement is given the symbol PCR, which can be used as a number in the range resolution equation, which now achieves: The compression ratio is equal to the number of sub pulses in the waveform, i.e., the number of elements in the code. The range resolution is therefore proportional to the time duration of one element of the code. The radar maximum range is increased by the fourth root of PCR. The minimum range is not improved by the process. The full pulse width still applies to the transmission, which requires the duplexer to remained aligned to the transmitter throughout the pulse. Therefore Rmin is unaffected. Table 1: Advantages and disadvantages of the pulse compression Pulse compression with linear FM waveform At this pulse compression method the transmitting pulse has a linear FM waveform. This has the advantage that the wiring still can relatively be kept simple. However, the linear frequency modulation has the disadvantage that jamming signals can be produced relatively easily by so-called “Sweeper”. The block diagram on the picture illustrates, in more detail, the principles of a pulse compression filter. a frequency component Figure 3: Block diagram (an animation as explanation of the mode of operation) a frequency component Figure 3: Block diagram a frequency component Figure 3: Block diagram (an animation as explanation of the mode of operation) The compression filter are simply dispersive delay lines with a delay, which is a linear function of the frequency. The compression filter allows the end of the pulse to „catch up” to the beginning, and produces a narrower output pulse with a higher amplitude. As an example of an application of the pulse compression with linear FM waveform can be mentioned the air defense radar AN/FPS-117 . Filters for linear FM pulse compression radars are now based on two main types. - Digital processing (following of the A/D- conversion). - Surface acoustic wave devices. (angularly) Figure 4: View of the time side lobes at an oscilloscope (upper figure) and at B-scope (angularly) Figure 4: View of the time side lobes at an oscilloscope (upper figure) and at B-scope Time-Side-Lobes The output of the compression filter consists of the compressed pulse accompanied by responses at other times (i.e., at other ranges), called time or range sidelobes. The figure shows a view of the compressed pulse of a chirp radar at an oscilloscope and at a ppi-scope sector. Amplitude weighting of the output signals may be used to reduce the time sidelobes to an acceptable level. Weighting on reception only results a filter „mismatch” and some loss of signal to noise ratio. The sidelobe levels are an important parameter when specifying a pulse compression radar. The application of weighting functions can reduce time sidelobes to the order of 30 db's. Pulse compression with non-linear FM waveform The non-linear FM waveform has several distinct advantages. The non-linear FM waveform requires no amplitude weighting for time-sidelobe suppression since the FM modulation of the waveform is designed to provide the desired amplitude spectrum, i.e., low sidelobe levels of the compressed pulse can be achieved without using amplitude weighting. Matched-filter reception and low sidelobes become compatible in this design. Thus the loss in signal-to-noise ratio associated with weighting by the usual mismatching techniques is eliminated. A symmetrical waveform has a frequency that increases (or decreases) with time during the first half of the pulse and decreases (or increases) during the last half of the pulse. A non symmetrical waveform is obtained by using one half of a symmetrical waveform. The disadvantages of the non-linear FM waveform are - Greater system complexity - The necessity for a separate FM modulation design for each type of pulse to achieve the required sidelobe level. Figure 6: A non-symmetrical waveform (Output of the Waveform-Generator) Figure 6: A non-symmetrical waveform (Output of the Waveform-Generator symmetrically Figure 5: symmetrically waveform Figure 7: non-symmetrically waveform Phase-Coded Pulse Compression Figure 8: diagram of a phase-coded pulse compression Phase-coded waveforms differ from FM waveforms in that the long pulse is sub-divided into a number of shorter sub pulses. Generally, each sub pulse corresponds with a range bin. The sub pulses are of equal time duration; each is transmitted with a particular phase. The phase of each sub-pulse is selected in accordance with a phase code. The most widely used type of phase coding is binary coding. The binary code consists of a sequence of either +1 and -1. The phase of the transmitted signal alternates between 0 and 180° in accordance with the sequence of elements, in the phase code, as shown on the figure. Since the transmitted frequency is usually not a multiple of the reciprocal of the sub-pulse width, the coded signal is generally discontinuous at the phase-reversal points. Table: Barker Codes The selection of the so-called random 0, π phases is in fact critical. A special class of binary codes is the optimum, or Barker, codes. They are optimum in the sense that they provide low sidelobes, which are all of equal magnitude. Only a small number of these optimum codes exist. They are shown on the beside table. A computer based study searched for Barker codes up to 6000, and obtained only 13 as the maximum value. It will be noted that there are none greater than 13 which implies a maximum compression ratio of 13, which is rather low. The sidelobe level is -22.3 db.
1.1 2.1 3.1 4.1 5.1 6.1 7.1 8.1 9.1 10.1 11.1 12.1 13.1 14.1 15.1 16.1 17.1 18.1 19.1 20.1 21.1 22.1 23.1 24.1 25.1 26.1 27.1 28.1 29.1 30.1 31.1 32.1 33.1 34.1 35.1 36.1 37.1 38.1 39.1 40.1 41.1 42.1 43.1 44.1 45.1 46.1 47.1 48.1 49.1 50.1 51.1 52.1 53.1 54.1 55.1 56.1 57.1 58.1 59.1
Darbe-içi Modülasyon ve Darbe Sıkıştırma Yöntemi Resim 1: Bir darbe sıkıştırma katının giriş- ve çıkış işaretleri, alınan işaret gürültü içinde tanınamıyorsa, o zaman darbe sıkıştırma bir temiz yankı işareti sağlayabilir. Resim 1: Bir darbe sıkıştırma katının giriş- ve çıkış işaretleri, alınan işaret gürültü içinde tanınamıyorsa, o zaman darbe sıkıştırma bir temiz yankı işareti sağlayabilir. Resim 1: Bir darbe sıkıştırma katının giriş- ve çıkış işaretleri, alınan işaret gürültü içinde tanınamıyorsa, o zaman darbe sıkıştırma bir temiz yankı işareti sağlayabilir. Darbe-içi Modülasyon nedir? Darbe-içi Modülasyon ve Darbe Sıkıştırma Yöntemi Darbe Sıkıştırma bir Darbe Radarının Menzil Çözünürlük Yeteneğini iyileştirmek için kullanılan bir yöntemdir. Bu yöntem, burada gönderim darbesine zamana-bağlı bir dâhili modülasyon uygulanmış olması nedeniyle, gönderici tarafta Darbe-içi Modülasyon olarakta adlandırılır. Teknik yayınlarda, tam karşılamayan, olası modülasyon yöntemlerinin yalnızca bir kısmını tanımlayan, İngilizce Chirp Radar kavramı kullanılmaktadır. Darbe sıkıştırma yöntemi; uzun süreli darbelerin enerjik üstünlüğü ile kısa süreli darbelerin üstünlüklerini birleştirir. Bir basit darbe modüleli radarın menzil çözünürlüğü darbe süresine bağlıdır. Darbenin uzaysal (spatial) kapladığı bölgede bulunan iki yansıtıcı nesne sadece bir hedef olarak görüntülenir. Görece daha uzun bir gönderim darbesi ile menzil çözünürlük yeteneğini iyileştirmek için gönderim darbesi dâhili modüle edilir. Şimdi, alınan yankıda, örneğin darbe içinde yansıtıcı nesnenin konumunun belirlenebilmesini mümkün kılan bir frekans karşılaştırması yapılabilir. Gürültü daima geniş bantlıdır ve gürültü darbeleri istatistiksel bir dağılım gösterirler. Gürültünün frekans eşzamanlı bileşeni (yani, modüle edilmiş alım işareti ile aynı saat darbesindeki gürültü) yankı işaretine göre oldukça küçüktür. Bu nedenle giriş gürültüsünün frekans eşzamanlı olmayan bileşeni süzgeçte küçültülür. Eğer, bir giriş işareti başından itibaren giriş gürültüsüne boğulmuş ve artık bir basit demodülasyon imkânı kalmamış olsa bile halâ bir çıkış işareti elde etmek mümkün olabilir. Böylece modüle edilmemiş darbeye göre daha fazla bir kazanç elde edilebilir. Resim 2: Klasik kısa gönderim darbesi (mavi) ve darbe-içi modülasyonlu bir uzun gönderim darbesi (yeşil) Resim 2: Klasik kısa gönderim darbesi (mavi) ve darbe-içi modülasyonlu bir uzun gönderim darbesi (yeşil) Gönderim darbesinin bir doğrusal frekans modülasyonunda, gönderim darbesinin B bant genişliği, gönderim darbesinin t süresine göre çok daha belirleyicidir. Daha sonraki hesaplamalara, menzil çözünürlüğü oranından elde edilen Zaman-Bant Genişliği Çarpımı da katılır. Bir darbe modülasyonlu radarın menzil çözünürlüğü, darbe-içi modüle edilmiş bir radarın Darbe Sıkıştırma Oranı (Pulse Compression Rate, PCR) kadar katıdır: Darbe Sıkıştırma Kazancı Darbe Sıkıştırma yöntemiyle, görece daha uzun bir gönderim darbesi, karşılaştırılabilir seviyede daha küçük bir tepe gücü ile birlikte Radar Denklemiyle beklenenden daha uzun bir menzile ulaşabilir. Darbe sıkıştırma öncesinde gürültüye boğulmuş yankı işaretlerinin darbe sıkıştırma ile halâ algılanması mümkündür. Darbe sıkıştırma sırasında, darbe-içi modülasyona benzeyen bir çıkış işareti oluşturan bir gürültü deseninin meydana gelme olasılığı çok düşüktür. Radar denklemi göz önünde tutulduğunda, burada, bir basit demodülasyonla normal video işareti elde etmeye yeten PE min gücünden, kullanılan Zaman Aralığı Sayısı (PCR) kadar daha küçük bir PE min gücünün kullanıldığı anlaşılır. Menzildeki bu iyileştirme Darbe Sıkıştırma Kazancı (Pulse Compression Gain, PCG) olarak adlandırılır. Pratikte menzildeki bu iyileşme miktarı bu kazancın yaklaşık 4. dereceden kökü civarındadır. Ancak bu yöntemin En Küçük Ölçüm Menzilinin oldukça kötüleşmesi gibi bir sakıncası söz konusudur. Gönderici aktif olduğu sırada dubleks aygıt alıcıya bağlantıyı keser, dolayısıyla alıcı bu süre içinde herhangi bir işaret alamaz. Bununla beraber bu ferrit sirkülatörler görece daha düşük gönderim güçlerinde kullanılabilirler. Çizelge 1: Darbe sıkıştırma yönteminin üstünlükleri ve sakıncaları Doğrusal Frekans Modülasyonlu Darbe Sıkıştırma Gönderim darbesi bu darbe sıkıştırma yöntemi ile doğrusal modüle edilir. Bu yöntemin, bağlantıların görece daha basit tutulması gibi bir üstünlüğü vardır. Bununla birlikte, doğrusal frekans modülasyonda süpürücü (sweeper) denilen devre ile gürültünün görece kolay ortaya çıkması gibi bir sakıncası vardır. Aşağıdaki devre örneğinde, gönderim darbesindeki mevcut frekanslardan beş adedini esas alan çalışma prensibi açıklanmıştır. Resim 3: Bir darbe sıkıştırma prensip şeması Resim 3: Bir darbe sıkıştırma prensip şeması Resim 3: Bir darbe sıkıştırma prensip şeması Gönderim darbesi, burada bir varsayılan sabit frekansla, bir zaman aralığı sayısı kadar bölünür. Her bir zaman aralığındaki frekansa tam olarak ayarlanmış süzgeçlerden gelen işaretler, her bir frekans için ardışık (cascade) bağlı geciktirme hatlarından ve toplama katlarından geçerken eklenirler ve çıkışta bir toplam işaret oluşturlar. Bir doğrusal frekans modülasyonu uygulama örneği olarak RRP-117 radarını gösterebiliriz. Günümüzün tümleşik devre teknolojisi sayesinde devre karmaşıklığını oldukça iyi yönetmek mümkün olabilmektedir. Prensip olarak bu yöntem pratikte iki türlü gerçekleştirilebilir: yan topuzları Resim 4: Bir zaman yan topuzunun osiloskoptaki ve B- ekrandaki görüntüleri yan topuzları Resim 4: Bir zaman yan topuzunun osiloskoptaki ve B- ekrandaki görüntüleri - Bilgisayar kontrollü veri işlenmesiyle (bir A/D-dönüştürücü sonrasında) - Yüzey Akustik Dalga- süzgeci ile (Surface Acoustic Wave). Zamansal Yan Topuzlar Sıkıştırma süzgeci çıkışında, hedef darbesi yanında, darbeye göre zamansal kaymış (yani, menzilde), tekrarlanan yansımalar da (mirror images) yer alır. Bunlara zaman- ya da menzil yan topuzları denilir. Yandaki grafikte bu yansımalar, zamanın işlevi olarak osiloskopta ve ayrıca menzilin işlevi olarakta radar ekranında (PPI-ekranın bir bölümünde) görülmektedir. Hem zamansal aralıklar ve hem de genlik aralıkları sabit olduğundan, yan topuzların işaret genlikleri bir ağırlık dağılımıyla kabul edilebilir bir seviyeye düşürülebilir. Eğer bu genlik ağırlık dağılımı yalnızca alıcı hattında yapılırsa, bu sefer de süzgeçlerde kötüleşme başlar ve işaret-gürültü-oranı azalır. Yan topuzların bu büyüklüğü darbe sıkıştırma yöntemiyle çalışan radarlarda çok önemli bir parametredir ve bu, genlik ağırlık dağılımı ile -30 dB lik bir değere kadar düşürülebilir. Doğrusal-olmayan Frekans Modülasyonlu Darbe Sıkıştırma (simetrik olmayan) (simetrik) Resim 5: Simetrik biçim Bild 7: unsymmetrische Form Doğrusal-olmayan frekans modülasyonlu darbe sıkıştırma yönteminin bazı belirgin üstünlükleri vardır. Örneğin, ortaya çıkan zaman-yan topuzları (time-sidelobes) denilen yan topuzların bastırılması için herhangi bir genlik ağırlık dağılımına, modülasyonun, bu biçimiyle gerekli genlik dağılımını zaten kendisi yerine getirdiğinden dolayı gerek de kalmaz. Şimdi, daha dik darbe yan cepheleriyle düşük zaman-yan topuzlarına rağmen bir süzgeç ayarı yapılabilir. Böylece genlik dağılımı ile ortaya çıkan işaret-gürültü-oranındaki kayıplarda önlenmiş olur. Modülasyonun simetrik biçimi, gönderim darbe süresinin ilk yarısı boyunca artan (ya da azalan) bir frekans değişimine ve ikinci yarısında ise azalan (ya da şimdi artan) bir frekans değişimine sahiptir. Simetrik biçimin sadece yarısı kullanıldığında modülasyonun simetrisiz biçimi elde edilir. Doğrusal-olmayan frekans modülasyonunun sakıncaları: - Karmaşık bir devre yapısı ve - Karmaşık bir modülasyon, yukarda bahsedilen genlik ağırlık dağılım işlevi gözlemlendiğinde her bir gönderim darbesi yine aynı özelliklere sahip olur. Resim 6: Dalga Biçimleme Üreteci çıkışındaki darbe-içi modülasyonlu bir simetrisiz gönderim darbesi Resim 6: Dalga Biçimleme Üreteci çıkışındaki darbe-içi modülasyonlu bir simetrisiz gönderim darbesi Faz Modülasyonu ile Darbe Sıkıştırma Resim 8: Bir faz kodlu gönderim darbesinin grafiği Faz kodlanmış darbe biçimi, frekans modülasyonlu darbe biçiminden, uzun toplam darbenin aynı frekansta, fakat daha küçük alt-darbelere (sub-impulse) bölünmesi ile ayrılır. Bu alt-darbeler, daima çözünebilen en küçük menzil olan bir menzil-hücresini (range-cell) temsil eder. Bu alt-darbelerin uzunlukları aynıdır ve alt darbelerin süresi içinde faz sabit kalır. Alt darbelerin arasında bir faz sıçraması programlanabilir. Bu hızlı faz sıçraması genellikle sayısal kodlanır. Sayısal kod bir dizi mantık durumundan meydana gelir. Bu kodlara bağlı olarak gönderim işaretinin faz açısı 0 ile 180° arasında anahtarlanır. Resimdeki aşırı basitleştirilmişin aksine, gönderim frekansı anahtar darbesinin frekansının mutlaka bir katı değildir. Kodlanmış gönderim frekansı faz dönüş noktalarında genellikle bir ahenk olmaksızın anahtarlanır. Çizelge 2: Barker kod çizelgesi Aslında, 0/π-fazları denilen bu fazlardan bir uygun kodun seçimi çok kritiktir. Barker-kodlamasındaki bir dizi darbe desenleri ile en uygun sonuçlar alınabilir. Bu en uygun değer beklenen yan topuz seviyesinde ölçülür. Yandaki çizelgede sadece az sayıda en uygun kod listelenmiştir. Bilgisayar destekli yapılan bir araştırmada 6 000 adede varan Barker kodu incelenmiş ve bunlardan yalnızca 13 adedinin yan topuzlarda en büyük değere ulaştığı belirlenmiştir. Sonuç olarak, 13 adetten daha fazla bir darbe sayısının mümkün olmadığı söylenebilir. Bu 13 darbe adedi aynı zamanda ulaşılabilir en yüksek sıkıştırma oranı 13 ü temsil etmektedir! Ve bu, -22,3 dB gibi oldukça kötü bir değerdir. Bağlı Barker-kodları Barker-kodlarının elverişli koşullarını daha iyi kullanmak için, bunları bağlamak mümkündür. Örneğin, 11-basamaklı bir Barker kodu kullanılabilir ve bu 11 alt darbenin her birinde de yine 11-basamaklı bir Barker kodu kullanılır. Bu, toplamda 121 alt darbe demektir. Kaynak: „TeopeTичeckиe OcHoBы Paдиoлokaции” Пoд peдakциeй пpoфeccopa Я. Д. ШиpMaHa, © ИздaTeлbcTBo „CoBeTckoe Paдиo”, MockBa 1970